OFDM关键技术的应用分析综述
1.1保护间隔与循环前缀
OFDM技术具有抗多路径时延的显著特征。由于把一组数据的信息变换到N条平行通道中，使各调制子载波的信息码元长度延长至N个原来的信息码元时段的N次，从而使扩充时延与码元循环的关联度降低N次。尽量减少码元之间的相互影响，也可以在各OFDM码元间加入一个保护区间（保护间隔），这个保护区间的时间范围通常比无线电通道的最大延迟延伸更大，以便使一个码元的多路径成分不会影响下一个码元。在此期间，没有信号被插入，这就是一段自由的发送周期。但在此情形下，由于多路径传输的作用，造成了信道间的相互干涉（ICI)，也就是子载波间的正交度被打破，并且存在着各种子载波间的相互干涉。如下图：
图3-1空闲保护间隔引起ICI
因为全部的OFDM码元包含在OFDM码元中，并且OFDM码元的延迟信号也会同时存在，故如图3-1所示，在进行FFT解调期间，前（第一子载波）后（第二子载波）子载波的迟延周期数之差不是整数，因此，当接收端试图进行解调时，前一个子载波将被后续的子载波所干扰。同样，在解调子载波时，它也会收到其他子载波所干扰。OFDM符号必须用周期前缀填充它的保护区，以避免因多路径引起的ICI，如图3-2所示。从而确保OFDM码延时复用中所含的波形的循环数目在FFT循环中均为整数。用这种方法，延迟比防护时间Ts更短的延迟信号在解调期间不会出现ICI。
图3-2OFDM符号的循环前缀
一般来说，如果只有20%的保护时间，其功耗也会小于1dB，但会造成20%的信息量损耗，这比常规单一载波的传输速度（频宽）降低了20%。但在ISI和多路径中，插入的保护时间可以避免ICl的干扰，所以这种付出很划算。在增加了防护时间后，根据FFT（IDFT）技术的OFDM体系结构方框图如图3-3。
图3-3加入循环前缀并用IFFT调制OFDM
上面的图片说明了使用IFFT调制OFDM，添加循环前缀的过程。在输入串行数据信号时，首先是串行/并行转换，再经串/并变换之后，所输出的数据为对应的子载波码元。相应的数据可以看作是频率数据集。但是在本次仿真中在进行串并变换之前，首先对子载波进行调制。IFFT处理后，得到一系列并行数据，这些数据都是在一个离散时刻，因此IFFT可以在频域和时域之间进行转换。
OFDM符号一般都要用循环前缀信号在它们的保护区之间进行，以避免由于多路的影响而造成的子载波受扰，在OFDM延迟多路传输中，要确保子载波的波形周期数是整数，因此要添加周期性循环前缀[11]。在解调时，若信号的传输保护延迟时间过短，将导致子载波间的干扰，反之，不会发生干扰。
结合本次仿真对OFDM系统加入循环前缀做分析，第四章将会介绍到本次仿真的参数设定由来，这里就不再叙述。本次仿真加入CP的方法是在OFDM码元之前插入OFDM码元的末尾。
以QPSK为例进行验证，由4.2节知，本次仿真循环前缀长度Ncp设置为44，系统的采样率Fs是18.75MHZ，循环前缀的持续时间用式3-1计算：
(3-1)
即采用QPSK调制的循环前缀的持续时间是44/18.75MHZ=2346ns，课题的要求时延扩展是200ns，2346ns大于200ns，满足循环前缀比延迟延长更多，可以消除多径时延带来的干扰，如图3-4所示。由该图可知，在信号与噪声比一致的情况下，加入循环前缀的OFDM系统的误码率要小于无循环前缀的误码率，且有循环前缀的误码率曲线始终低于无循环前缀的误码率曲线，这就表示加入了循环前缀的OFDM系统性能更好，又由图3-5证明了不仅要加入循环前缀，同时循环前缀要大于最大时延才能去除码间串扰，减小误码率。
图3-4OFDM系统误码率曲线图（QPSK），CP大于时延扩展
计算循环持续时间小于时延扩展，已知时延扩展Tdelay是200ns，系统的采样率Fs是18.75MHZ，计算迟延的采样点用下面的式子计算：
(3-2)
即200ns*18.75MHZ=1.75，循环前缀比时延扩展小，循环前缀的长度为1.75，需要注意循环前缀的长度要保证是整数，保证包含在OFDM符号的延时复制中的波形周期数量为整数，将循环的前置词的长度设为1，将数值代入式3-1中，得循环前缀的持续时间51.33ns，小于时延扩展200ns，仿真结果如下，图3-5。从图3-4和图3-5中可以看出，无论循环前缀的大小是多少，有循环前缀的误码率曲线始终低于没有循环前缀的误码率曲线，通过比较两条都带有循环前缀但长短不同的误码率曲线，可以看出循环前缀大于时延的误码率在同样的信噪比下具有更小的误码率，可知系统的性能更好，为了克服多路径导致的载波间干扰，必须确保循环前缀的持续