两电平与三电平的脉冲波形比较
电牵二班
组员：曾绍桓徐刚堂代思瑶黄异彩赵杰两电平与三电平的脉冲波形比较
我国引进的时速200公里动力分散型沟通传动动车组中,CRHI、CRHS动车组主电路均承受了两电平全桥整流电路。为了降低开关管的电压应力和改善PWM整流器网侧输出波形,CRHZ动车组承受了二极管箱位三电平PWM整流器电路构造。下面主要对这两种电路拓扑的工作原理及数学模型进展分析和争论。
1.1两电平坦流器原理与数学模型
单相电压型两电平Pwm整流器主电路如图2一1所示,网侧漏感L二起传递和储存能量,抑制高次谐波的作用;支撑电容Cd起抑制高次谐波,削减直流电压纹波的作用;电感LZ和电容CZ形成串联谐振电路,用于滤除电网的2次谐波重量。把开关器件(这里承受IGBT)视为抱负开关元件,定义抱负开关函数S,和S,,从而得到如图2一2所示简化等效电路。
两电平PWM脉冲整流电路 两电平PWM整流器等效电路
由于上桥臂与下桥臂不能够消灭直通,则S与S
1a 2a
、S与S
1b 2b
不能同时导通和
关断,驱动信号应当互补。PWM整流器网侧输入端电压U
ab
取值有U
dc
、0、-U三
dc
种电平,有效的开关组合有22=4种,即S,S,=00、01、10、11四种规律,则PWM整
流器输入端电压U
ab
有如下关系:
U=〔S?S〕U
ab A B dc
则由式(2一2),系统的瞬时等值电路如图2一3所示
瞬时等值电路
由图2-3可见,通过不同的掌握方法适当调整“U
ab
的大小和相位,就能掌握
输入电流的相位以掌握系统功率因数;同时掌握输入电流的大小以掌握传入功率变换的能量,也就掌握了直流侧输出电压。因此,通常承受电压外环和电流内环相结合的双闭环掌握方式。此等值电路的电压矢量平衡方程为:
U?L
N N
diN?Ri?U
d NN ab
t
对应于四个开关的不同工作状态,电路共有以下三种工作模式:
工作模式1：SS
AB
=00或11,即下桥臂开关或上桥臂开关全部导通,则此时“U
ab
=0,
电容C
d
向负载供电,直流电压通过负载形成回路释放能量,直流电压下降,因此,
为了保证直流侧电压的稳定,工作模式1的导通时间比较短,这也是在空间电压矢量调制中,两个零矢量的作用时间要比其他六个矢量的作用时间短的缘由。另
一方面,网侧电压U
N
二两端电压直接加在电感L
N
上,对电感L
N
充、放电。此时对
应的电压矢量平衡方程如下(无视等效电阻的影响):
d
U=L iN
N N d
工作模式3:SS
AB
t
=10,等效电路如图2-4(b)所示,则U=U。U
ab dc N
0,储存在电
感中的能量向负载R和电容C释放,电感电流i下降,一方面给电容充电,使得
L d N
直流电压上升,保证直流电压稳定,同时高次谐波电流通过电容形成低阻抗回路;另一方面给负载供给恒定的电流。此时对应的电压矢量平衡方程如下:
d
L iN=U-U
N d N dc
t
SS=01时的电路 SS
AB AB
=10时的电路
在任意时刻,PWM整流器只能工作在上述三种模式中的一种状态下,在不同的时区,通过对上述3种开关模式的切换,保持直流侧负载电压的稳定和负载电流i。的双向流淌,也即实现能量的双向流通。由图2-1所示主电路构造可知,网侧串入一电感元件形成Boost电路的拓扑构造,使得直流侧输出电压大于网侧电压峰值。假设开关管为抱负模型,在换相过程中没有功率损失和能量储存,则沟通侧与直流侧瞬时功率应当相等。即:
U i=U i
ab N dc 0
又由等效电路的拓扑构造可得:
LdiN=U-iR-U
N d N N N ab
t
dU
C dc
d d
t
=i-Udc-i
0 R 2
L
Ldi2?U-U
2dt dc C2
dU
C C2?i
2 dt 2
将式(2-7)、(2-8)代入式(2-9),得式(2-10)所示两电平PWM整流器的主电路数学
模型,其中U
为二次滤波电容上的电压。
2
d
L iN=U-i
N d N N
t
R-〔S
N A
S〕U
B dc
dU
C dc
d d
t
=〔S
A
S〕i
B N
-Udc-i
R 2
L
Ldi2?U-U
2dt dc C2
dU
C C